Protege el circuito de conexiones eléctricas incorrectas. Protección de dispositivos contra polaridad de alimentación incorrecta 26/03/2015

Sobre la protección de los circuitos eléctricos de la polaridad de alimentación incorrecta utilizando un transistor de efecto de campo, recordé que durante mucho tiempo tuve un problema sin resolver al desconectar automáticamente la batería del cargador cuando este último está desenergizado. Y sentí curiosidad por saber si sería posible aplicar un enfoque similar en otro caso en el que, desde tiempos inmemoriales, también se utilizaba un diodo como elemento de cierre.

Este artículo es una guía típica de construcción de bicicletas, porque... habla sobre el desarrollo de un circuito cuya funcionalidad se ha implementado durante mucho tiempo en millones de dispositivos terminados. Por tanto, la solicitud no trata este material como algo completamente utilitario. Más bien, es simplemente la historia de cómo nace un dispositivo electrónico: desde el reconocimiento de una necesidad hasta un prototipo funcional a través de todos los obstáculos.

¿Para qué es todo esto?

Al respaldar una fuente de alimentación de CC de bajo voltaje, la forma más sencilla de incluir una batería de plomo-ácido es como amortiguador, simplemente en paralelo con la fuente de alimentación, como se hacía en los automóviles antes de que tuvieran cerebros complejos. Aunque la batería no funciona en el modo más óptimo, siempre está cargada y no requiere ningún cambio de energía cuando se apaga o enciende el voltaje de la red en la entrada de la fuente de alimentación. A continuación hablaremos con más detalle sobre algunos de los problemas de dicha inclusión y un intento de solucionarlos.

Fondo

Hace apenas 20 años, esa cuestión no figuraba en el orden del día. La razón de esto fue el circuito de una fuente de alimentación (o cargador) de red típica, que impedía que la batería se descargara en sus circuitos de salida cuando se apagaba la tensión de red. Veamos el circuito de bloque más simple con rectificación de media onda:

Es bastante obvio que el mismo diodo que rectifica la tensión alterna del devanado de la red también evitará que la batería se descargue en el devanado secundario del transformador cuando se corta la tensión de la red. El circuito rectificador de puente de onda completa, aunque algo menos obvio, tiene exactamente las mismas propiedades. E incluso el uso de un estabilizador de voltaje paramétrico con un amplificador de corriente (como el microcircuito 7812 y sus análogos) no cambia la situación:

De hecho, si observa el circuito simplificado de dicho estabilizador, queda claro que la unión del emisor del transistor de salida desempeña el papel del mismo diodo de cierre, que se cierra cuando se pierde el voltaje en la salida del rectificador y mantiene la carga de la batería intacta.

Sin embargo, en los últimos años todo ha cambiado. Las fuentes de alimentación mediante transformadores con estabilización paramétrica han sido sustituidas por convertidores de tensión AC/DC conmutados, más compactos y económicos, que tienen una eficiencia y una relación potencia/peso mucho mayores. Pero a pesar de todas las ventajas, estas fuentes de alimentación tienen un inconveniente: sus circuitos de salida tienen un diseño de circuito mucho más complejo, que normalmente no proporciona ninguna protección contra el flujo de corriente desde el circuito secundario. Como resultado, cuando se utiliza una fuente de este tipo en un sistema del tipo "BP -> batería de respaldo -> carga", cuando se apaga la tensión de red, la batería comienza a descargarse intensamente en los circuitos de salida de la fuente de alimentación.

La forma más sencilla (diodo)

La solución más sencilla es utilizar un diodo de barrera Schottky conectado al cable positivo que conecta la fuente de alimentación y la batería:

Sin embargo, los principales problemas de esta solución ya se han expuesto en el artículo mencionado anteriormente. Además, este enfoque puede resultar inaceptable debido al hecho de que una batería de plomo-ácido de 12 voltios requiere un voltaje de al menos 13,6 voltios para funcionar en modo buffer. Y casi medio voltio que cae sobre el diodo puede hacer que este voltaje sea simplemente inalcanzable en combinación con la fuente de alimentación existente (exactamente mi caso).

Todo esto nos obliga a buscar formas alternativas de conmutación automática, que deberían tener las siguientes propiedades:

Baja caída de voltaje directo cuando está encendido.
La capacidad de soportar, sin un calentamiento significativo, la corriente continua consumida de la fuente de alimentación por la carga y la batería tampón cuando está encendida.
Alta caída de tensión inversa y bajo autoconsumo en estado apagado.
Estado normalmente apagado, de modo que cuando una batería cargada se conecta a un sistema inicialmente desenergizado, no comienza a descargarse.
Transición automática al estado encendido cuando se aplica tensión de red, independientemente de la presencia y nivel de carga de la batería.
La transición automática más rápida posible al estado apagado en caso de un corte de energía.

Si el diodo fuera un dispositivo ideal, cumpliría todas estas condiciones sin problemas, pero la dura realidad pone en duda los puntos 1 y 2.

Solución ingenua (relé CC)

Al analizar los requisitos, a cualquiera que esté un poco “instruido” se le ocurrirá utilizar para este fin un relé electromagnético, que sea capaz de cerrar físicamente los contactos mediante un campo magnético creado por el control. corriente en el devanado. Y probablemente incluso garabatee algo como esto en una servilleta:

En este circuito, los contactos del relé normalmente abiertos se cierran solo cuando la corriente fluye a través del devanado conectado a la salida de la fuente de alimentación. Sin embargo, si revisa la lista de requisitos, resulta que este circuito no corresponde al punto 6. Después de todo, si los contactos del relé alguna vez estuvieron cerrados, una pérdida de voltaje de la red no conducirá a su apertura porque ¡el devanado (y con él todo el circuito de salida de la fuente de alimentación) permanece conectado a la batería a través de los mismos contactos! Existe un caso típico de retroalimentación positiva, cuando el circuito de control tiene una conexión directa con el circuito ejecutivo y, como resultado, el sistema adquiere las propiedades de un disparador biestable.

Por tanto, un enfoque tan ingenuo no es una solución al problema. Además, si analizamos la situación actual de forma lógica, podemos llegar fácilmente a la conclusión de que en el intervalo “BP -> batería tampón”, en condiciones ideales, no hay otra solución que una válvula que conduce la corriente en una dirección. De hecho, si no utilizamos ninguna señal de control externa, no importa lo que hagamos en este punto del circuito, cualquiera de nuestros elementos de conmutación, una vez encendido, hará que la electricidad creada por la batería sea indistinguible de la electricidad creada por la batería. fuente de alimentación.

Rotonda (relé de CA)

Después de darse cuenta de todos los problemas del punto anterior, a una persona “hurgando” se le suele ocurrir la nueva idea de utilizar la propia fuente de alimentación como válvula conductora unidireccional. ¿Por qué no? Después de todo, si la fuente de alimentación no es un dispositivo reversible y el voltaje de la batería suministrado a su salida no crea un voltaje alterno de 220 voltios en la entrada (como ocurre en el 100% de los casos en circuitos reales), entonces esta diferencia puede utilizarse como señal de control para el elemento de conmutación:

¡Bingo! Se cumplen todos los requisitos y lo único que se necesita para ello es un relé capaz de cerrar contactos cuando se le aplica tensión de red. Puede ser un relé de CA especial diseñado para tensión de red. O un relé normal con su propia mini fuente de alimentación (aquí es suficiente cualquier circuito reductor sin transformador con un rectificador simple).

Podríamos haber celebrado la victoria, pero no me gustó esta decisión. En primer lugar, es necesario conectar algo directamente a la red, lo cual no es bueno desde el punto de vista de la seguridad. En segundo lugar, el hecho de que este relé debe conmutar corrientes importantes, probablemente hasta decenas de amperios, hace que todo el diseño no sea tan trivial y compacto como podría parecer inicialmente. Y en tercer lugar, ¿qué pasa con un transistor de efecto de campo tan conveniente?

Primera solución (FET + medidor de voltaje de batería)

La búsqueda de una solución más elegante al problema me llevó a darme cuenta de que una batería que funciona en modo buffer a un voltaje de aproximadamente 13,8 voltios, sin "recarga" externa, pierde rápidamente su voltaje original incluso en ausencia de carga. . Si comienza a descargarse en la fuente de alimentación, en el primer minuto pierde al menos 0,1 voltios, lo que es más que suficiente para una fijación confiable mediante un simple comparador. En general, la idea es la siguiente: la puerta de un transistor de efecto de campo de conmutación está controlada por un comparador. Una de las entradas del comparador está conectada a una fuente de voltaje estable. La segunda entrada está conectada al divisor de voltaje de la fuente de alimentación. Además, el coeficiente de división se selecciona de modo que el voltaje en la salida del divisor cuando se enciende la fuente de alimentación sea aproximadamente 0,1...0,2 voltios mayor que el voltaje de la fuente estabilizada. Como resultado, cuando se enciende la fuente de alimentación, el voltaje del divisor siempre prevalecerá, pero cuando se desenergiza la red, a medida que el voltaje de la batería cae, disminuirá en proporción a esta caída. Después de un tiempo, el voltaje en la salida del divisor será menor que el voltaje del estabilizador y el comparador romperá el circuito utilizando un transistor de efecto de campo.

Un diagrama aproximado de dicho dispositivo:

Como puede ver, la entrada directa del comparador está conectada a una fuente de voltaje estable. El voltaje de esta fuente, en principio, no es importante, lo principal es que esté dentro de los voltajes de entrada permitidos del comparador, pero es conveniente cuando es aproximadamente la mitad del voltaje de la batería, es decir, unos 6 voltios. La entrada inversa del comparador está conectada al divisor de voltaje de la fuente de alimentación y la salida está conectada a la puerta del transistor de conmutación. Cuando el voltaje en la entrada inversa excede el de la entrada directa, la salida del comparador conecta la puerta del transistor de efecto de campo a tierra, lo que hace que el transistor se encienda y complete el circuito. Después de desenergizar la red, después de un tiempo, el voltaje de la batería cae, junto con él cae el voltaje en la entrada inversa del comparador, y cuando está por debajo del nivel en la entrada directa, el comparador "arranca" la puerta del transistor. el suelo y por lo tanto rompe el circuito. Posteriormente, cuando la fuente de alimentación "vuelva a la vida", el voltaje en la entrada inversa aumentará instantáneamente a un nivel normal y el transistor se abrirá nuevamente.

Para la implementación práctica de este circuito utilicé el chip LM393 que tenía. Se trata de un comparador dual muy barato (menos de diez céntimos al por menor), pero a la vez económico y con unas características bastante buenas. Permite tensiones de alimentación de hasta 36 voltios, tiene un coeficiente de transmisión de al menos 50 V/mV y sus entradas tienen una impedancia bastante alta. El primero de los MOSFET de canal P de alta potencia disponibles comercialmente, el FDD6685, se tomó como transistor de conmutación. Después de varios experimentos, se obtuvo el siguiente circuito de conmutación práctico:

En él, la fuente abstracta de voltaje estable se reemplaza por un estabilizador paramétrico muy real que consta de una resistencia R2 y un diodo Zener D1, y el divisor se realiza sobre la base de la resistencia de recorte R1, que le permite ajustar el coeficiente de división al deseado. valor. Dado que las entradas del comparador tienen una impedancia muy importante, el valor de la resistencia de amortiguación en el estabilizador puede ser superior a cien kOhmios, lo que permite minimizar la corriente de fuga y, por tanto, el consumo total del dispositivo. El valor de la resistencia de ajuste no es crítico en absoluto y puede seleccionarse en el rango de diez a varios cientos de kOhmios sin consecuencias para el rendimiento del circuito. Debido a que el circuito de salida del comparador LM393 está construido según un circuito de colector abierto, para su funcionamiento se necesita también una resistencia de carga R3 con una resistencia de varios cientos de kOhms.

Ajustar el dispositivo se reduce a establecer la posición del control deslizante de la resistencia del recortador en una posición en la que el voltaje en la pata 2 del microcircuito exceda el de la pata 3 en aproximadamente 0,1...0,2 voltios. Para configurar, es mejor no usar un multímetro en circuitos de alta impedancia, sino simplemente colocando el control deslizante de la resistencia en la posición inferior (según el diagrama), conecte la fuente de alimentación (aún no conectamos la batería), y, midiendo el voltaje en el pin 1 del microcircuito, mueva el contacto de la resistencia hacia arriba. Tan pronto como la tensión cae bruscamente a cero, el preajuste se puede considerar completo.

No debe esforzarse por apagar con una diferencia de voltaje mínima, ya que esto conducirá inevitablemente a un funcionamiento incorrecto del circuito. En condiciones reales, por el contrario, hay que reducir deliberadamente la sensibilidad. El hecho es que cuando se enciende la carga, el voltaje en la entrada del circuito cae inevitablemente debido a una estabilización no ideal en la fuente de alimentación y la resistencia finita de los cables de conexión. Esto puede llevar al hecho de que un dispositivo demasiado sensible considere tal reducción como una desconexión de la fuente de alimentación y rompa el circuito. Como resultado, la fuente de alimentación se conectará solo cuando no haya carga y la batería tendrá que funcionar el resto del tiempo. Es cierto que cuando la batería está ligeramente descargada, el diodo interno del transistor de efecto de campo se abrirá y la corriente de la fuente de alimentación comenzará a fluir hacia el circuito a través de él. Pero esto provocará un sobrecalentamiento del transistor y el hecho de que la batería funcionará en modo de baja carga a largo plazo. En general, la calibración final debe realizarse bajo una carga real, monitoreando el voltaje en el pin 1 del microcircuito y, en última instancia, dejando un pequeño margen de confiabilidad.

Las desventajas importantes de este esquema son la relativa complejidad de la calibración y la necesidad de tolerar pérdidas potenciales de energía de la batería para garantizar un funcionamiento correcto.

El último inconveniente me persiguió y después de algunas reflexiones me llevó a la idea de medir no el voltaje de la batería, sino directamente la dirección de la corriente en el circuito.

Segunda solución (transistor de efecto de campo + medidor de dirección de corriente)

Para medir la dirección de la corriente, se podría utilizar algún sensor inteligente. Por ejemplo, un sensor Hall que registra el vector del campo magnético alrededor de un conductor y permite determinar no solo la dirección, sino también la intensidad de la corriente sin interrumpir el circuito. Sin embargo, debido a la falta de dicho sensor (y de experiencia con tales dispositivos), se decidió intentar medir el signo de la caída de voltaje en el canal del transistor de efecto de campo. Por supuesto, en el estado abierto, la resistencia del canal se mide en centésimas de ohmio (para eso sirve la idea), pero, sin embargo, es bastante finita y puedes intentar jugar con ella. Un argumento adicional a favor de esta solución es que no es necesario realizar ajustes finos. Sólo mediremos la polaridad de la caída de tensión, y no su valor absoluto.

Según los cálculos más pesimistas, con una resistencia de canal abierto del transistor FDD6685 de unos 14 mOhm y una sensibilidad diferencial del comparador LM393 de la columna “min” de 50 V/mV, tendremos una oscilación de tensión total de 12 voltios. en la salida del comparador con una corriente a través del transistor de poco más de 17 mA. Como puede ver, el valor es bastante real. En la práctica, debería ser aproximadamente un orden de magnitud menor, porque la sensibilidad típica de nuestro comparador es de 200 V/mV, la resistencia del canal del transistor en condiciones reales, teniendo en cuenta la instalación, es poco probable que sea inferior a 25 mOhm, y la La oscilación del voltaje de control en la puerta no puede exceder los tres voltios.

La implementación abstracta se vería así:

Aquí las entradas del comparador están conectadas directamente al bus positivo en lados opuestos del transistor de efecto de campo. Cuando la corriente lo atraviesa en diferentes direcciones, los voltajes en las entradas del comparador inevitablemente diferirán, y el signo de la diferencia corresponderá a la dirección de la corriente y el valor corresponderá a su fuerza.

A primera vista, el circuito resulta extremadamente simple, pero aquí surge un problema con la fuente de alimentación del comparador. Se basa en el hecho de que no podemos alimentar el microcircuito directamente desde los mismos circuitos que se supone que debe medir. Según la hoja de datos, el voltaje máximo en las entradas del LM393 no debe ser superior al voltaje de alimentación menos dos voltios. Si se supera este umbral, el comparador deja de notar la diferencia de tensiones en las entradas directa e inversa.

Hay dos posibles soluciones a este problema. La primera, obvia, es aumentar la tensión de alimentación del comparador. Lo segundo que te viene a la mente, si piensas un poco, es reducir los voltajes de control por igual usando dos divisores. Así es como podría verse:

Este esquema cautiva por su sencillez y concisión, pero, lamentablemente, no es viable en el mundo real. El hecho es que estamos ante una diferencia de voltaje entre las entradas del comparador de sólo unos pocos milivoltios. Al mismo tiempo, la dispersión de la resistencia de las resistencias incluso de la clase de precisión más alta es del 0,1%. Con una relación de división mínima aceptable de 2 a 8 y una impedancia del divisor razonable de 10 kOhm, el error de medición alcanzará los 3 mV, que es varias veces mayor que la caída de voltaje a través del transistor a una corriente de 17 mA. Se elimina el uso de un "sintonizador" en uno de los divisores por la misma razón, porque no es posible seleccionar su resistencia con una precisión superior al 0,01% incluso cuando se utiliza una resistencia multivuelta de precisión (además, no olvide sobre la variación del tiempo y la temperatura). Además, como ya se escribió anteriormente, en teoría este circuito no debería necesitar ninguna calibración debido a su naturaleza casi "digital".

Por todo lo dicho, en la práctica la única opción que queda es aumentar la tensión de alimentación. En principio, esto no es un gran problema, considerando que existe una gran cantidad de microcircuitos especializados que le permiten construir un convertidor elevador para el voltaje requerido utilizando solo unas pocas piezas. Pero entonces la complejidad del dispositivo y su consumo casi se duplicarán, lo que me gustaría evitar.

Hay varias formas de construir un convertidor elevador de baja potencia. Por ejemplo, la mayoría de los convertidores integrados utilizan el voltaje de autoinducción de un pequeño inductor conectado en serie con un interruptor de "alimentación" ubicado directamente en el chip. Este enfoque se justifica para una conversión relativamente potente, por ejemplo, para alimentar un LED con una corriente de decenas de miliamperios. En nuestro caso, esto es claramente redundante, porque sólo necesitamos proporcionar una corriente de aproximadamente un miliamperio. Un circuito de duplicación de voltaje de CC que utiliza un interruptor de control, dos condensadores y dos diodos es mucho más adecuado para nosotros. El principio de su funcionamiento se puede entender en el diagrama:

En el primer momento, cuando se apaga el transistor, no sucede nada interesante. La corriente del bus de alimentación pasa a través de los diodos D1 y D2 hasta la salida, como resultado de lo cual el voltaje en el condensador C2 es incluso ligeramente menor que el suministrado a la entrada. Sin embargo, si el transistor se abre, el condensador C1, a través del diodo D1 y el transistor, se cargará casi hasta el voltaje de suministro (menos la caída directa entre D1 y el transistor). Ahora, si volvemos a cerrar el transistor, resulta que el condensador cargado C1 está conectado en serie con la resistencia R1 y la fuente de alimentación. Como resultado, su voltaje se sumará al voltaje de la fuente de alimentación y, habiendo sufrido algunas pérdidas en la resistencia R1 y el diodo D2, cargará C2 hasta casi el doble de Uin. Después de esto, se puede empezar de nuevo todo el ciclo. Como resultado, si el transistor conmuta regularmente y la extracción de energía de C2 no es demasiado grande, de 12 voltios se obtienen alrededor de 20 a costa de solo cinco piezas (sin contar la llave), entre las cuales no hay un solo devanado. o elemento dimensional.

Para implementar dicho duplicador, además de los elementos ya enumerados, necesitamos un generador de oscilaciones y la propia clave. Pueden parecer muchos detalles, pero en realidad no lo es, porque ya tenemos casi todo lo que necesitamos. Espero que no hayas olvidado que el LM393 contiene dos comparadores. ¿Y qué pasa con el hecho de que hasta ahora sólo hemos utilizado uno de ellos? Después de todo, un comparador también es un amplificador, lo que significa que si lo cubre con retroalimentación positiva de corriente alterna, se convertirá en un generador. Al mismo tiempo, su transistor de salida se abrirá y cerrará regularmente, desempeñando perfectamente el papel de una llave duplicadora. Esto es lo que obtenemos cuando intentamos implementar nuestro plan:

Al principio, la idea de alimentar un generador con el voltaje que realmente produce durante el funcionamiento puede parecer bastante descabellada. Sin embargo, si miras más de cerca, puedes ver que el generador inicialmente recibe energía a través de los diodos D1 y D2, lo cual es suficiente para que arranque. Después de que se produce la generación, el duplicador comienza a funcionar y el voltaje de suministro aumenta suavemente hasta aproximadamente 20 voltios. Este proceso no dura más de un segundo, después del cual el generador, y junto con él el primer comparador, reciben una potencia que excede significativamente el voltaje de funcionamiento del circuito. Esto nos brinda la oportunidad de medir directamente la diferencia de voltaje en la fuente y el drenaje del transistor de efecto de campo y lograr nuestro objetivo.

Aquí está el diagrama final de nuestro interruptor:

No queda nada que explicar al respecto, todo está descrito arriba. Como puede ver, el dispositivo no contiene un solo elemento de ajuste y, si se ensambla correctamente, comienza a funcionar de inmediato. Además de los elementos activos ya familiares, solo se han agregado dos diodos, para los cuales se pueden usar cualquier diodo de baja potencia con un voltaje inverso máximo de al menos 25 voltios y una corriente directa máxima de 10 mA (por ejemplo, el ampliamente utilizado usado 1N4148, que se puede desoldar de una placa base vieja).

Este circuito fue probado en una placa de pruebas, donde demostró ser completamente funcional. Los parámetros obtenidos corresponden plenamente a las expectativas: conmutación instantánea en ambas direcciones, sin respuesta inadecuada al conectar una carga, el consumo de corriente de la batería es de solo 2,1 mA.

También se incluye una de las opciones de diseño de la placa de circuito impreso. 300 ppp, vista desde el lateral de las piezas (por lo tanto, es necesario imprimir en imagen especular). El transistor de efecto de campo está montado en el lado del conductor.

Dispositivo ensamblado, completamente listo para su instalación:

Lo conecté a la antigua usanza, por lo que quedó un poco torcido, pero aún así, el dispositivo ha estado realizando sus funciones regularmente durante varios días en un circuito con una corriente de hasta 15 amperios sin signos de sobrecalentamiento.

Protección de dispositivos contra inversión de polaridad de alimentación.

En el proceso de diseño de circuitos que requieren una mayor confiabilidad, a menudo surge la tarea de implementar protección del dispositivo contra la fuente de alimentación con polaridad inversa. Además, en algunos casos esto es posible cuando falla el suministro eléctrico.

Hay varias formas de proteger un circuito. El circuito más simple es una conexión en serie de un diodo Schottky:

En este circuito, también está permitido utilizar un diodo convencional, sin embargo, se debe tener en cuenta que en este caso se liberará una potencia significativa, además, en un diodo convencional la caída de voltaje cuando se conecta directamente puede alcanzar 1,2 V o más, lo cual es crítico para circuitos de bajo voltaje.

Sin embargo, incluso si utiliza un diodo Schottky con una caída de voltaje baja, con una alta potencia pasando a través del diodo, habrá pérdidas de energía notables y se calentará notablemente.

A veces, los diodos se colocan en paralelo con el dispositivo en conexión inversa, lo que debería quemarse si el voltaje de suministro se mezcla y provocar un cortocircuito. En este caso, lo más probable es que el dispositivo sufra daños mínimos, pero es posible que falle la fuente de alimentación y será necesario reemplazar el diodo protector.

Existe un esquema simple que le permite deshacerse de la mayoría de las desventajas descritas anteriormente. Circuito de transistores de efecto de campo:

Cuando se invierte la fuente de alimentación, no fluirá corriente en el circuito.

Cuando se trabaja en circuitos de bajo voltaje, no se necesita el diodo zener D1. Este diodo Zener bidireccional sirve para proteger la puerta del transistor contra fallas, ya que los transistores MOS generalmente se caracterizan por un bajo voltaje de ruptura. El voltaje de estabilización del diodo Zener D1 se selecciona en función del voltaje de ruptura de la puerta; no debe excederlo, pero no debe ser inferior al voltaje de corte del modelo de transistor dado.

R HAZ debe limitar la corriente a través del diodo zener y garantizar una apertura suave del transistor. Dado que los mosfets se abren mediante voltaje, R HAZ puede ser bastante grande, hasta cientos de kiloohmios, pero debe recordarse que a corrientes bajas el voltaje de estabilización puede diferir significativamente del nominal.

Es aceptable utilizar un supresor como D1, pero es necesario tener en cuenta las corrientes nominales del dispositivo (en el caso de utilizar diodos protectores unidireccionales, el cátodo se conecta al circuito fuente - conexión inversa).

Un dato interesante es que en el iPhone4 se utiliza un circuito Mosfet similar, implementado en un chip CSD68803W15 en el que se utiliza un diodo TVS como protección de puerta.

Los métodos comunes de protección contra polaridad inversa utilizan diodos para evitar daños al circuito. En un enfoque, un diodo en serie permite que la corriente fluya solo con la polaridad correcta (Figura 1). También puedes utilizar un puente de diodos para corregir la entrada de modo que el circuito siempre reciba la polaridad correcta (Figura 2). La desventaja de estos enfoques es que desperdician energía en la caída de voltaje a través de los diodos. Con una corriente de entrada de 1 A, el circuito de la Figura 1 disipa 0,7 vatios de potencia y el circuito de la Figura 2 disipa 1,4 vatios.

El circuito presentado utiliza un método simple que no tiene caída de voltaje ni desperdicio de energía (Figura 3).

Selección de relés para control de tensión con polaridad inversa. Por ejemplo, puede utilizar un relé de 12 V para un sistema de alimentación de 12 V. Con la polaridad correcta en el circuito, D1 tiene polarización inversa y el relé S1 permanece apagado. Luego, la entrada y la salida se conectan mediante contactos de relé y la corriente fluye hasta el final del circuito. El diodo D1 bloquea la energía al relé y el circuito de protección no disipa energía.

Un circuito de protección de polaridad inversa simple no tiene caída de voltaje. Si la polaridad es incorrecta, el diodo D1 en polarización directa enciende el relé (Fig. 4). Al encender el relé se aplica energía al final del circuito y el LED rojo D3 se enciende, lo que indica polaridad inversa. El circuito solo consume energía cuando se invierte la polaridad. A diferencia de los transistores de efecto de campo y los interruptores de estado sólido, los contactos de relé tienen baja resistencia, lo que significa que no provocan una caída de voltaje entre la fuente de entrada y el circuito que necesita protección. Por tanto, el diseño es adecuado para sistemas con severas restricciones de voltaje.

Al diseñar dispositivos industriales que están sujetos a mayores requisitos de confiabilidad, más de una vez me he encontrado con el problema de proteger el dispositivo de una polaridad incorrecta de la conexión de alimentación. Incluso los instaladores experimentados a veces logran confundir el más con el menos. Probablemente, estos problemas se agudizan aún más durante los experimentos de ingenieros electrónicos novatos. En este artículo veremos las soluciones más simples al problema, tanto los métodos de protección tradicionales como los que se utilizan con poca frecuencia.

La solución más sencilla que surge de inmediato es conectar un diodo semiconductor convencional en serie con el dispositivo.

Sencillo, barato y alegre, parecería que ¿qué más se necesita para la felicidad? Sin embargo, este método tiene un inconveniente muy grave: una gran caída de voltaje en un diodo abierto.

A continuación se muestra una característica I-V típica para la conexión directa de un diodo. Con una corriente de 2 amperios, la caída de voltaje será de aproximadamente 0,85 voltios. En el caso de circuitos de bajo voltaje de 5 voltios o menos, esta es una pérdida muy significativa. Para los de mayor voltaje, esta caída juega un papel menor, pero hay otro factor desagradable. En circuitos con alto consumo de corriente, el diodo disipará una potencia muy significativa. Entonces, para el caso que se muestra en la imagen superior, obtenemos:
0,85 V x 2 A = 1,7 W.
¡La potencia disipada por el diodo ya es demasiada para tal caso y se calentará notablemente!
Sin embargo, si está dispuesto a gastar un poco más de dinero, puede utilizar un diodo Schottky, que tiene una caída de voltaje más baja.

A continuación se muestra una característica I-V típica de un diodo Schottky. Calculemos la disipación de potencia para este caso.
0,55 V x 2 A = 1,1 W
Ya algo mejor. Pero, ¿qué hacer si su dispositivo consume una corriente aún mayor?
A veces, los diodos se colocan en paralelo con el dispositivo en conexión inversa, lo que debería quemarse si el voltaje de suministro se mezcla y provocar un cortocircuito. En este caso, lo más probable es que su dispositivo sufra daños mínimos, pero la fuente de alimentación puede fallar, sin mencionar el hecho de que será necesario reemplazar el diodo protector y, con él, las pistas de la placa pueden dañarse. En definitiva, este método es para amantes de los deportes extremos.
Sin embargo, existe otro método de protección un poco más caro, pero muy simple y sin las desventajas enumeradas anteriormente: utilizar un transistor de efecto de campo. En los últimos 10 años, los parámetros de estos dispositivos semiconductores han mejorado dramáticamente, pero el precio, por el contrario, ha bajado significativamente. Quizás el hecho de que se utilicen muy raramente para proteger circuitos críticos de una polaridad incorrecta de la fuente de alimentación pueda explicarse en gran medida por la inercia del pensamiento. Considere el siguiente diagrama:

Cuando se aplica energía, el voltaje a la carga pasa a través del diodo protector. La caída es bastante grande, en nuestro caso, alrededor de un voltio. Sin embargo, como resultado, se forma un voltaje que excede el voltaje de corte entre la puerta y la fuente del transistor y el transistor se abre. La resistencia fuente-drenaje disminuye drásticamente y la corriente comienza a fluir no a través del diodo, sino a través del transistor abierto.

Pasemos a los detalles. Por ejemplo, para el transistor FQP47З06, la resistencia típica del canal será de 0,026 ohmios. ¡Es fácil calcular que la potencia disipada por el transistor en nuestro caso será de solo 25 milivatios y la caída de voltaje es cercana a cero!
Al cambiar la polaridad de la fuente de alimentación, no fluirá corriente en el circuito. Entre las deficiencias del circuito, quizás se pueda observar que tales transistores no tienen un voltaje de ruptura muy alto entre la puerta y la fuente, pero al complicar ligeramente el circuito, se pueden usar para proteger circuitos de mayor voltaje.

Creo que a los lectores no les resultará difícil descubrir por sí mismos cómo funciona este esquema.

Después de la publicación del artículo, el respetado usuario Keroro en los comentarios proporcionó un circuito de protección basado en un transistor de efecto de campo, que se usa en el iPhone 4. Espero que no le importe si complemento mi publicación con su hallazgo.