Avantajele acestui mixer față de circuitele publicate anterior care utilizează diode și tranzistoare cu efect de câmp în modul pasiv sunt nivelurile scăzute de zgomot, sensibilitatea ridicată și eficiența de conversie mai mare (până la +12 dB față de -7,8 dB pentru mixerele pasive). Acest factor face posibilă evitarea utilizării UHF în calea de recepție și, prin urmare, extinderea intervalului dinamic al componentelor de intermodulație de ordinul trei. Mixerul are o sensibilitate nu mai slabă de 0,5 μV și o gamă dinamică a componentelor de intermodulație de ordinul trei (când este măsurată cu o distanță de frecvență de 10 kHz) de nu mai puțin de 106 dB. Suprimarea canalului direct de intrare-ieșire nu este mai proastă de 46 dB. Acest parametru depinde în mare măsură de selecția perechilor de tranzistoare și de echilibrarea circuitului de potrivire. Cu o producție și un reglaj de înaltă calitate, se atinge un nivel de 56-60 dB. Selectivitatea canalului adiacent depinde de caracteristicile filtrului de cristal.

Mixerul este fabricat conform unui circuit echilibrat în raport cu intrarea semnalului, folosind doi tranzistori bipolari cu microunde KT610A, în circuitul de feedback negativ al curentului, în care sunt instalate două tranzistoare cu efect de câmp KP307A. Pentru a asigura un mod optim de funcționare, porților acestor tranzistoare se aplică o tensiune de blocare de aproximativ -2,5 V. Semnalul frecvenței oscilatorului local dublat este furnizat la intrarea divizorului de pe microcircuitul KR1554TM2 (analog cu 74AC74).
Utilizarea acestui declanșator vă permite să obțineți unda pătrată necesară pentru modul de comutare al tranzistoarelor cu efect de câmp, fără a utiliza un amplificator diferenţial suplimentar. Circuitul colector al tranzistoarelor KT610A include un circuit care îndeplinește funcțiile de echilibrare a cascadei și de potrivire a rezistențelor mixerului și filtrului de cuarț. La ieșirea filtrului de cuarț, este instalat un circuit care permite filtrului să fie cel mai optim potrivit cu prima treaptă a amplificatorului și o treaptă de amplificare a frecvenței intermediare pe un tranzistor cu efect de câmp cu zgomot redus și ieftin KP327A. , care s-a dovedit în diverse modele.

A doua poartă VT5 este alimentată cu tensiunea de control AGC/RRU.
Dispunerea plăcii de circuit imprimat mixer și aranjarea elementelor sunt prezentate în Fig. 2. Mixerul folosește rezistențe MLT-0.125 și MLT-0.25, condensatoare KM-4, KM-5 și KM-6, bobine Zh6 mm de la Yunost TV, miezuri de alamă M4x10, chokes L1 și L4 DM-0.1 . Ele pot fi înlocuite cu oricare altele cu o inductanță de 20-100 μH și un curent de până la 50-100 mA. În loc de tranzistoare KP307A, puteți utiliza oricare dintre seriile KP302 sau KP303. S-au obținut rezultate bune cu tranzistoarele KP302B. În loc de KT610A, puteți folosi KT368A, dar intervalul dinamic este redus considerabil. Un înlocuitor neechivalent pentru KP327A sunt tranzistoarele KP306 și KP350. Într-un filtru de cuarț, puteți utiliza orice rezonatoare de dimensiuni mici la frecvențe de 5-9 MHz. Atunci când alegeți o frecvență intermediară, este necesar să țineți cont de puritatea spectrului prezentat în Fig. 1 luând în considerare componentele combinaționale ale produselor de conversie în canalul principal de recepție. Autorul a folosit un filtru Chebyshev cu opt cavități realizat din cuarț RG05 la o frecvență de 8867,238 kHz.

Lățimea de bandă mai mare este furnizată de BUT-urile pe liniile conectate. În părțile decimetrice și lungi de undă ale intervalului de centimetri, se folosesc cuple tandem și cuple Lange. BS cu un astfel de DAR (Fig. 17.10, d) asigură o izolare mai mare de 15 dB cu un SWR de nu mai rău de 1,5 într-o bandă de câteva octave. Un nivel ridicat de izolare pe o bandă largă de frecvență în GIS BS este asigurat de conexiuni hibride bazate pe conectarea liniilor de transmisie de diferite tipuri. În intervalul decimetrului, pentru a reduce dimensiunea BS, sunt utilizate elemente pasive microminiaturale cu parametrii concentrați. Mixerele echilibrate, spre deosebire de cele dezechilibrate, funcționează de obicei cu polarizarea diodei zero.

Pentru utilizarea practică a mixerelor, este adesea necesară o izolare mai mare a semnalului și a intrărilor heterodine. Într-un BS cu punți în cuadratură, izolarea este destul de mică și nu depășește 10 dB. Acest lucru se datorează nu numai dezechilibrului circuitului, ci și faptului că atunci când diodele nu sunt pe deplin potrivite cu ghidul de undă, oscilațiile oscilatorului local reflectate de ele sunt direcționate către semnalul de intrare. Pentru a evita acest dezavantaj, diodele de amestecare sunt conectate la intrările punții în cuadratură cu o deplasare de Λ/4. Figura 17.10c prezintă diagrama topologică a unei astfel de BS.

Fig. 17.10, d prezintă un circuit BS pe o punte Lange cu suprimare suplimentară a canalului oglindă folosind circuite selective care implementează modul inactiv, Fig. 17.10, e prezintă un circuit cu implementarea unui scurtcircuit la AF. Cifra de zgomot a unor astfel de mixere poate fi redusă la 3,5–2,5 dB. Utilizarea mixerelor cu circuite selective este limitată datorită lățimii de bandă înguste.

Rezumând cele de mai sus, putem evidenția următoarele avantaje ale BS față de NBS: 1) datorită suprimării de fază a zgomotului oscilator local, cifra de zgomot ksh este redusă cu 2 – 5 dB; 2) toată puterea semnalului oscilatorului local este furnizată diodei, astfel încât poate fi utilizat un oscilator local de putere mai mică; 3) datorită suprimării armonicilor pare ale oscilatorului local din circuitul echilibrat, nivelul semnalelor parasite este semnificativ mai scăzut, ca urmare, imunitatea la zgomot și intervalul dinamic crește; 4) puterea electrică a mixerului crește, deoarece puterea este furnizată la 2 diode; 5) dacă o diodă eșuează, circuitul rămâne operațional, dar nivelul semnalului de ieșire scade cu ~3 dB și ksh crește cu ~5–6 dB; 6) pierderile semnalului recepționat din cauza scurgerii de energie în circuitul oscilator local sunt nesemnificative din cauza izolării ridicate a circuitelor de punte.

17.6. Mixere dublu echilibrate

Mixerele duble echilibrate (DBS) fac posibilă asigurarea suprimarii fazei la frecvența ωZK a canalului oglindă și recuperarea energiei oscilațiilor AF în IF fără a utiliza un filtru de intrare, ceea ce reduce pierderile și oferă o bandă de frecvență de operare mai largă.

17.7. Mixere cu inel echilibrat

Cei mai buni parametri electrici sunt furnizați în bateriile inel

mixere cu lance(KBS), datorită utilizării unei punți de diode (DM) de patru diode și transformatoare diferențiale de bandă largă. CBS

a – punte de diode; b – desemnarea pe diagrame; c – schema electrică a CS;

G – CS cu transformatoare de potrivire; d – circuit echivalent al CS

Cu transformatoare de potrivire; e – schema electrică a BCS

mai multă bandă largă decât DBS, deoarece nu există linii de conectare între perechile de diode. Sunt aduse oscilațiile semnalului u C (t) și oscilatorul local u G (t).

diagonalele ortogonale ale unei punți de diode echilibrate, care are forma unui inel de patru diode realizate pe un cristal cu parametri aproape identici (Fig. 17.12a), deci izolarea semnalului și a circuitelor oscilatoare locale ajunge la 25–30 dB. Datorită simetriei circuitului, chiar și armonicile oscilatorului local și semnalului sunt compensate, rezultând o suprimare suplimentară a produselor de conversie Raman nedorite și creșterea intervalului dinamic al mixerului. Fig. 17.12, b prezintă simbolul pentru DM pe circuitele electrice.

Figura 17.12c prezintă circuitul electric al BSC. Semnalul primit este furnizat uneia dintre diagonalele DM prin transformatorul balun TV 1, tensiunea oscilatorului local este furnizată pe cealaltă diagonală a

res TV 2. Ieșirea IF, încărcată cu rezistența R0, este derivată la cuptorul cu microunde de către condensatorul C1 și conectată la punctele medii 1 și 2 folosind șocuri identice L1–L4, a căror rezistență este ridicată la frecvențe înalte și scăzută la IF. Condensatoarele de decuplare C 2 trebuie să treacă semnalele cu microunde și să prevină scurtcircuitul curenților FI prin transformatoare în cazul unei asimetrii în circuit. Tensiunea oscilatorului local de la înfășurarea secundară a TV 2 deschide diodele VD 1 și VD 2 în semicicluri pozitive și VD 3 și VD 4 în semicicluri negative, conectând alternativ pinul 4 sau 3 al înfășurării secundare a transformatorului de semnal TV 1 la carcasa 2 prin perechi deschise de diode și bobine

L 1 și L 2.

Diferența dintre frecvențele de oscilație ale semnalului și oscilatorul local este egală cu IF și ω IF<< ω С ≈ ω Г , таким образом, мгновенные фазовые сдвиги между

tensiunile u C și u G se modifică lent în comparație cu perioada oscilațiilor lor. Dacă tensiunile u C și u G sunt în fază, atunci în semiciclul pozitiv u G sub influența tensiunii u C /2 cu L 4 în circuitele invertorului, curentul curge din punctul 1 prin sarcina R 0, punctul 2, bobinele L 1 și L 2 și diodele deschise VD 1 și VD 2 până la punctul 4, iar în semiciclu negativ - de la punctul 1 în aceeași direcție prin R 0, punctul 2 la șocurile L 1, L 2 și apoi prin diode deschise VD 3, VD 4 la punctul 3. Componenta de joasă frecvență a unui astfel de curent pulsatoriu este curentul IF; componentele de joasă frecvență sunt șuntate de condensatorul C1. Curentul IF este maxim atunci când u C și u G sunt în fază, apoi pe măsură ce diferența de fază dintre ele crește, acesta scade; în cazul u C și u G ortogonale, curentul IF este zero, deoarece acum curentul care trece prin R 0 și C 1 își schimbă direcția în fiecare sfert din semnalul perioadei. În continuare, curentul invertorului își schimbă semnul și atinge un maxim când

vophase u C și u G etc.

Utilizarea eficientă a BSC în tehnologia cu microunde este posibilă numai cu un grad ridicat de simetrie a transformatoarelor diferențiale și a diodelor. La proiectarea circuitelor integrate pentru mixere în intervalele decimetrice și de frecvență inferioară, se folosesc așa-numitele transformatoare de „linie lungă” (LLT), care folosesc una sau mai multe linii de transmisie realizate sub formă de conductori răsucite sau secțiuni de cabluri coaxiale. Astfel de transformatoare au o lățime de bandă largă de funcționare în domenii de înaltă frecvență în comparație cu transformatoarele cu conductor multi-turn de tip convențional.

Pentru a reduce neuniformitatea răspunsului în frecvență în regiunea de înaltă frecvență, lungimea liniei este selectată din raportul l = Λv /8, de Λv este lungimea de undă în linia de transmisie la frecvența superioară într-un interval dat. Frecvența de limitare inferioară a TDL, care este determinată de inductanța înfășurării primare a transformatorului, poate fi redusă semnificativ prin utilizarea unui miez cu permeabilitate magnetică ridicată la frecvențe joase. Dificultățile implementării TDL pe nucleele de ferită cu linii de transmisie cu conductor răsucit cresc odată cu creșterea frecvențelor de operare datorită creșterii pierderilor active în nuclee și influenței tot mai mari a neregularității liniilor de transmisie. Prin urmare, la proiectare

Datorită simplității, sensibilității și selectivității ridicate și a fiabilității bune, receptoarele și transceiver-urile cu conversie directă sunt populare printre amatorii de radio. Dar nu este întotdeauna cazul ca un dispozitiv, chiar și unul realizat după un design bine dezvoltat, realizează capacitățile și parametrii inerenți inițial acestuia.

Ca urmare a mulți ani de funcționare de către autorul acestui articol al acestui grup de echipamente de comunicație, s-a dovedit că unitățile de joasă frecvență (în principal amplificatoare de joasă frecvență) rămân operaționale atunci când tensiunea de alimentare este redusă la 2...6 V (la 9...12 V nominal). În același timp, câștigul lor, de regulă, scade.

Principalul motiv pentru performanța nesatisfăcătoare a receptoarelor și transceiver-urilor cu conversie directă este modul de funcționare suboptimal al mixerului. Parametrii înalți sunt obținuți numai cu o selecție atentă a tensiunii de înaltă frecvență heterodină pe diodele mixerului. Ar trebui să fie între 0,6...0,75 V pe diodele cu siliciu și 0,15...0,25 pe diodele cu germaniu. La tensiuni mai mici ale oscilatorului local, coeficientul de transmisie al mixerului scade. De asemenea, scade la tensiuni înalte, deoarece diodele sunt deschise aproape tot timpul. În același timp, zgomotul mixerului crește.

Stabilitatea frecvenței și amplitudinii tensiunii furnizate mixerului de la oscilatorul local (în special pe benzile de amatori HF) depinde în mare măsură de stabilitatea tensiunii de alimentare.

În aproape toate circuitele prezentate în literatură, nu există nici un circuit pentru reglarea tensiunii heterodine pe diodele mixerului. Se recomandă selectarea unui condensator de cuplare între oscilatorul local și mixer sau modificarea numărului de spire ale bobinei de cuplare. Dar acest proces necesită multă muncă și, în plus, nu oferă încredere că dispozitivul a fost configurat corect.

Dezavantajul acestei metode este că în timpul procesului de configurare este necesară oprirea receptorului (transceiver-ul) și reluarea condensatorului sau rebobinarea bobinei. Dar în acest timp, stația de amatori, al cărei volum de recepție este reglat, deseori încetează să funcționeze și, prin urmare, este imposibil de știut dacă sensibilitatea dispozitivului care este reglat crește sau scade. Este mai convenabil să efectuați reglarea folosind semnale de la o stație „slabă” în timpul unei treceri stabile a undelor radio, de exemplu. când nu există fluctuații vizibile ale nivelului semnalului primit.

Din cauza lipsei instrumentelor de măsurare necesare, receptoarele și transceiver-urile cu conversie directă sunt adesea reglate „după ureche”, ceea ce nu are cel mai bun efect asupra parametrilor lor.

Puc.1

În fig. Figura 1 prezintă o diagramă a unui voltmetru-sondă, modificată în conformitate cu recomandările date în. Vă permite să măsurați destul de precis tensiunea oscilatorului local direct peste diodele mixerului.

Să ne uităm la modalități simple de configurare și modificare a receptoarelor și transceiver-urilor cu conversie directă, care pot elimina defectele de proiectare de mai sus.

Puc.2

În primul rând, în timpul modificării, ar trebui introdus un circuit pentru stabilizarea tensiunii de alimentare a oscilatorului local. Circuitul stabilizator este prezentat în fig. 2. Dioda Zener VD1 este selectată cu o tensiune de stabilizare de 1,5...2 ori mai mică decât tensiunea nominală de alimentare a receptorului (transceiver). Rezistorul R 1 stabilește curentul optim prin dioda zener. Rezistența rezistorului R1 trebuie să fie astfel încât curentul de stabilizare al diodei zener VD1 să nu depășească valoarea maximă admisă. Condensatorul C1 reduce „scurgerea” zgomotului diodei Zener, rezultând o reducere a modulării zgomotului a tensiunii oscilatorului local și o scădere a zgomotului general al receptorului.

Este convenabil să schimbați tensiunea RF pe diodele mixerului cu un rezistor non-inducție de reglare conectat în paralel sau în serie cu bobina de cuplare (R1, respectiv, în Fig. 3 și 4).

În acest din urmă caz, puteți utiliza atât un transformator (Fig. 4, a) conexiunea oscilatorului local cu mixerul, cât și un autotransformator (Fig. 4,6). Pentru o ajustare mai precisă a tensiunii oscilatorului local (de exemplu, la recepționarea semnalelor de la stațiile cu audibilitate scăzută „după ureche”), voltmetrul RF este oprit.

Trebuie remarcat faptul că, dacă se aplică modificările de mai sus, numărul de spire ale bobinelor de cuplare ar trebui să crească ușor, deoarece introducerea unui rezistor de reglare reduce tensiunea de ieșire a oscilatorului local. Acest lucru se aplică în special opțiunii, a cărei diagramă este prezentată în Fig. 3. Luate împreună, numărul de spire ale bobinei de cuplare, rezistența rezistenței R1 și capacitatea condensatorului C2 trebuie să fie astfel încât tensiunea de pe diodele de siliciu ale mixerului să poată fi ajustată în intervalul de la 0 la 1,2...2 V, pe diode cu germaniu - de la 0 la 0,5 ... 1 V. În acest caz, tensiunea optimă este atinsă aproximativ în poziția de mijloc a cursorului rezistorului R1.

Puteți regla tensiunea de ieșire a oscilatorului local prin schimbarea tensiunii de alimentare, așa cum sa făcut, de exemplu, în [3]. Cu toate acestea, acest lucru este potrivit doar la frecvențe de până la 3...4 MHz. La frecvențe mai mari (peste 7 MHz), o astfel de ajustare poate duce la o schimbare semnificativă a frecvenței oscilatorului local.

În fig. Figura 5 prezintă o diagramă a unui oscilator local cu un nod tampon, în care este introdus un circuit de reglare a tensiunii de ieșire. Când se repetă, trebuie să se țină cont de faptul că emițătorul de urmărire nu oferă un câștig de tensiune și, prin urmare, tensiunea de înaltă frecvență pe bobina de cuplare trebuie să fie de două ori mai mare. decât este necesar pentru funcționarea normală a mixerului.

În practica radioamatorilor, mixerele echilibrate cu diode sunt cele mai utilizate pe scară largă. Principalele lor avantaje sunt simplitatea designului și configurației, lipsa comutării de înaltă frecvență la trecerea de la recepție la transmisie. Mixerele echilibrate bazate pe tranzistoare cu efect de câmp și bipolare sunt folosite mult mai rar.

În mixerele cu diode echilibrate simple, tensiunea oscilatorului local și unele produse secundare de conversie de ieșire pot fi suprimate cu 35 dB sau mai mult. Dar astfel de rezultate se obțin doar într-o singură direcție: cea în care mixerul este echilibrat. În designul original al transceiver-ului, mixerul este echilibrat doar către amplificatorul de putere. Dacă se folosește un mixer dublu echilibrat, zgomotul va scădea, sensibilitatea va crește și imunitatea la zgomot se va îmbunătăți.

Mixerele dublu echilibrate sunt echilibrate pe ambele intrări (ieșiri). Ele suprimă nu numai oscilațiile oscilatorului local, ci și semnalul convertit, lăsând doar produsele amestecării lor și asigurând astfel puritatea spectrului. Utilizarea unor astfel de mixere face posibilă reducerea cerințelor pentru filtrul de curățare inclus la ieșirea mixerului și chiar abandonarea acestuia prin conectarea ieșirii mixerului direct la amplificatorul IF, la ieșirea căruia ar trebui să existe o selecție principală. filtru (de exemplu, un EMF sau un filtru de cuarț). Un nivel de semnal semnificativ mai ridicat poate fi furnizat mixerului dublu în timpul recepției, deoarece slăbește brusc efectul detectării directe a unui semnal sau interferență, de exemplu. detectarea nu are loc fără participarea oscilațiilor locale ale oscilatorului, așa cum se întâmplă într-un detector de amplitudine convențional.

Cel mai adesea în proiectele de radio amatori se utilizează un mixer dublu echilibrat, a cărui diagramă este prezentată în Fig. 6. Se mai numește și în formă de inel, deoarece diodele din el sunt conectate la inel.

Când funcționează în domenii de joasă frecvență, transformatoarele de înaltă frecvență sunt înfășurate, de regulă, pe inele de ferită de dimensiune standard K7x4x2 cu o permeabilitate magnetică de 600...1000 cu trei fire PELSHO 0,2 răsucite împreună (3-4 răsuciri pe 1). cm lungime). Faceți aproximativ 25 de ture (până ce inelul este complet umplut). La instalarea unui transformator, înfășurările acestuia sunt fazate conform Fig. 6 și 7.

Există două opțiuni principale pentru încorporarea unui mixer dublu echilibrat într-un transceiver. În primul, semnalul trece atât în ​​timpul recepției, cât și al transmisiei într-o direcție de la intrare la ieșire a mixerelor. Acest lucru se face, de exemplu, în binecunoscutele transceiver Radio-76 și Radio-76M2. Numeroase experimente efectuate de autor au relevat faptul că, cu o tensiune heterodină mai mică decât cea optimă, sensibilitatea în modul de recepție se deteriorează semnificativ, iar la o tensiune mai mare, suprimarea purtătorului în modul de transmisie este redusă semnificativ (sensibilitatea scade și ea, dar aceasta este mai puțin vizibilă la ureche decât în ​​cazul precedent). Dependența calitativă a parametrilor principali ai transceiver-ului de nivelul de tensiune al oscilatorului local alimentat mixerului este prezentată în Fig. 8 (curba 1 - sensibilitate în timpul recepției, determinată de ureche, 2 - sensibilitate, măsurată cu instrumente, 3 - suprimarea purtătorului în timpul transmisiei).

În a doua opțiune, semnalul în modul de recepție este alimentat la intrarea mixerului echilibrat, iar la transmitere, este alimentat la ieșire. Cu această legătură, se utilizează principiul reversibilității mixerului. Acesta este modul în care este descrisă calea RF a transceiver-ului în . Configurarea unui mixer în acest caz se reduce și la setarea tensiunii heterodine optime și la echilibrarea cu atenție a acesteia. Trebuie remarcat în special că operația de configurare nu depinde de principiul construirii căii RF a transceiver-ului.

În primul rând, trebuie să configurați mixerele. Glisoarele rezistenței de echilibrare din ele sunt mai întâi setate în poziția de mijloc. Apoi, conectați GSS-ul la mufa de antenă a transceiver-ului și creșteți treptat tensiunea heterodină la mixere. Semnalul de la GSS este furnizat la un nivel care depășește de câteva ori sensibilitatea căii de recepție. Este necesar să se realizeze recepția semnalului. Nu există generator, operațiunea se realizează după ureche, primind semnalul de la o stație de radio SSB radio amator sau un generator de zgomot folosind o diodă zener de putere redusă.

Apoi fiecare dintre mixere este reglat pe rând. În primul rând, este selectată tensiunea heterodină optimă. Pentru a face acest lucru, este crescut treptat și evaluat după ureche: dacă volumul de recepție al semnalului GPS, al stației de radio sau al generatorului de zgomot crește. După cum a observat autorul, pe măsură ce tensiunea heterodină furnizată mixerului crește, volumul de ascultare crește mai întâi, atingând un maxim, apoi rămâne practic neschimbat (Fig. 8, curba 1). Tensiunea heterodină trebuie setată astfel încât, atunci când scade ușor, volumul de recepție să scadă, iar când crește ușor, să nu crească. În practică, acest lucru se realizează prin deplasarea în limite mici a cursorului de rezistență care controlează nivelul tensiunii de ieșire a oscilatorului local. Dacă transceiver-ul nu are această capacitate, atunci dispozitivul trebuie modificat.

De regulă, un adept emițător este conectat la ieșirea unuia sau altui oscilator local. În acest caz, modificarea se dovedește a fi foarte simplă: rezistorul constant din circuitul emițător al tranzistorului este înlocuit cu un rezistor de tăiere neinductiv de aceeași valoare ca și cel constant.

După optimizarea tensiunii heterodină, trebuie să echilibrați din nou mixerele cu mai multă atenție. Un milivoltmetru sau un osciloscop RF este conectat la intrare sau la ieșire (în funcție de designul transceiver-ului) și, prin deplasarea cursorului rezistorului R1 și apoi ajustând condensatorii C1 și C2 (vezi Fig. 7), obținem o citire minimă. . Dacă sunt utilizate dispozitive cu rezistență mare de intrare, atunci rezistențele cu rezistență similară (în intervalul 50...100 ohmi) trebuie conectate la intrarea și ieșirea mixerului.

Ar trebui să se acorde preferință echilibrării către ieșirea căii de transmisie. Diferența de echilibru între intrarea și ieșirea mixerului ar trebui să fie mică (câțiva decibeli). Dacă ajunge la 10 dB sau mai mult, atunci aceasta este, de regulă, o consecință a faptului că tensiunea heterodină furnizată mixerului este semnificativ mai mare decât cea optimă.

Autorul a creat dispozitive simple pentru verificarea și echilibrarea mixerelor. În fig. Figura 9, a prezintă un circuit al unui amplificator RF, un mixer este conectat la intrare și un voltmetru de înaltă frecvență este conectat la ieșire pentru reglarea brută (Fig. 9, b) și pentru reglarea fină - o sondă RF (Fig. 9, c). În acest caz, nu este nevoie să instalați rezistențe suplimentare cu o rezistență de 50...100 Ohmi în mixer.

Mixerele sunt în sfârșit reglate după ce sunt instalate în transceiver (acesta este comutat în modul de transmisie). Dispozitivul trebuie mai întâi configurat în modul de primire. Pentru a împiedica zgomotul microfonului să interfereze cu echilibrarea, intrarea amplificatorului microfonului este scurtcircuitată. Mixerul de cea mai joasă frecvență este echilibrat mai întâi, iar apoi celelalte în ordinea în care semnalul trece prin ele în modul de transmisie, realizând un minim de citiri RF la echivalentul de sarcină (Fig. 10) conectat la amplificatorul de putere al transceiver-ului. După aceasta, setările nodurilor rămase sunt ajustate. Este recomandabil să repetați această procedură de două sau trei ori.

Vladislav Artemenko (UT5UDJ) Kiev. Ucraina

LITERATURĂ

1. Polyakov V.T. Radioamatori despre tehnologia de conversie directă. - M.: Patriot, 1990, p. 264.
2. Stepanov B. Măsurarea tensiunilor RF mici. - Radio, 1980, N 7, p. 55-56.
3. Artemenko V. Mini-transceiver SSB simplu pentru 160 m. - Radioamator, 1994, N 1.c. 45, 46.
4. Artemenko V.A. Un simplu transceiver cu EMF. - RadioAmator, 1995, N 2, p. 7-10.
5. Bunin S.G., Yaylenko L.P. Un ghid amator de unde scurte. - K.: Tehnologie, 1984, p. 264.
6. Stepanov B., Shulgin G. Transceiver „Radio-76”. - Radio, 1976, N 6, p. 17-19, N 7, p. 19-22.
7. Stepanov B., Shulgin G. Transceiver „Radio-76M2”. - Radio, 1983, N 11, p. 21-23, N 12, p. 16-18.
8. Vasiliev V. Traseu reversibil într-un transceiver. - Radio, N 10, p. 20,21.

Un mixer cu diode inelare, în comparație cu unul cu tranzistori, are avantajul că suprimă multe produse secundare de conversie și elimină aproape complet trecerea directă a semnalului în amplificatorul IF și circuitul oscilator local.

Diagramă schematică

Semnalul către intrarea mixerului inel (V2-V5) este furnizat printr-o cascadă aperiodică pe tranzistorul V1. Tensiunea oscilatorului local este furnizată mixerului printr-o bobină de cuplare simetrică L1 cu un filtru FI L2C4 reglat la o frecvență de 465 kHz. Liniaritatea convertorului la intrarea semnalului este menținută până la o amplitudine egală cu aproximativ 0,1 amplitudine a tensiunii oscilatorului local.

Tensiunea optimă a oscilatorului local (ținând cont de pierderile la rezistențele R3 - R5) este de 150...400 mV, tensiunea admisă a semnalului este de 10...30 mV. Acest lucru impune restricții asupra câștigului amplificatorului RF - trebuie să fie minimul necesar pentru a obține sensibilitatea necesară a receptorului. În plus, amplificatorul RF trebuie să fie acoperit de un AGC eficient.

Detalii

Bobinele L1 și L2 sunt înfășurate pe un cadru unificat cu trei secțiuni plasate în cupe de ferită (600НН) cu un diametru exterior de 8,6 mm. Subconstructor - dimensiune CC2.8 X 14 din ferita de aceeasi marca. Bobina L1 conține 3X6 spire de sârmă PELSHO - 0,1 (înfășurat în două fire), bobina L2 - 3 X 24 spire de sârmă PEV-2 - 0,1.